简述企业网站建设实施的步骤,中国网建,培训班管理系统 免费,如何开网店做电商GaN HEMT器件的大信号等效电路模型分为经验基模型和物理基模型。经验基模型具有较高精度但参数提取困难#xff0c;特别在GaN HEMT器件工艺不稳定的情况下不易应用。相比之下#xff0c;物理基模型从器件工作机理出发#xff0c;参数提取相对方便#xff0c;且更容易更新和… GaN HEMT器件的大信号等效电路模型分为经验基模型和物理基模型。经验基模型具有较高精度但参数提取困难特别在GaN HEMT器件工艺不稳定的情况下不易应用。相比之下物理基模型从器件工作机理出发参数提取相对方便且更容易更新和维护。在GaN HEMT器件标准化过程中选择了基于表面势和基于电荷控制的物理基大信号模型。然而这些模型仍存在方程复杂、收敛性差、精度不足等问题。基于区域划分的可缩放大信号模型兼顾了简单性和精度并考虑了自热效应、高低温效应、陷阱效应等。该模型在不同栅宽的GaN HEMT器件上得到了验证显示出良好的小信号和大信号性能。
区域划分建模原理 区域划分建模方法是一种基于器件沟道中电场和载流子分布的模拟方法将沟道划分为相邻的区域。在每个区域内使用相应的物理方程描述电流-电压关系考虑器件的主要工作原理。通过确保电流、电压、电场等物理量在各区域边界的连续性将各区域的方程联立求解得到器件的最终I-V特性。 该建模方法最早在20世纪80年代应用于MODFET器件的建模。随着第三代半导体材料和器件的发展这种建模方法在21世纪初开始用于AlGaN/GaN HFET器件。从2006年起美国北卡罗来纳州立大学的Robert Trew团队对区域划分模型进行了深入研究并提出了可用于大信号仿真的区域划分大信号模型。这一模型结合了物理基模型和经验基模型的优势既反映了器件的物理机理又能够集成于电路仿真软件中进行大信号谐波平衡仿真。从理论上讲这种模型在器件和电路的设计与分析中都具有应用前景。以下对区域划分建模原理进行简要介绍。 依据器件工作时沟道中电场和载流子的分布可以将沟道划分为不同的区域。 器件工作于线性区 在线性区可以将器件划分为三个区域分别是源极接入区(Source Neutral ZoneSNZ, Z1)占据栅下全部区域的本征FET区(Intrinsic FET ZoneIFZ, Z2)和漏极接入区 (Drain Neutral ZoneDNZ, Z5)。 器件工作于饱和区 在饱和区可以将器件划分为五个区域。分别是源极接入区 (SNZ, Z1)占据栅下源端部分区域的本征接入区(IFZ, Z2) 占据栅下剩余部分的空间电荷聚集区(Space-charge Limited ZoneSLZ, Z3)占据始于栅极漏端的部分漏极接入区的电荷耗尽区(Charge Deficit ZoneCDZ, Z4)和漏极接入区 (Drain Neutral ZoneDNZ,Z5)。 当器件工作于线性区时在源极接入区和漏极接入区量子阱被电子填满电子速度最小。在本征FET区电子漂移速度增加但仍小于电子饱和速度vsat。在源极接入区和漏极接入区由电场-电子速度关系可得 ν μ E ( 1 ( E / E c ) β ) 1 / β 1 \nu\frac{\mu E}{\left(1\left(E/E_c\right)^{\beta}\right)^{1/\beta}}1 ν(1(E/Ec)β)1/βμE1、 由1式可得 E E c ( 1 − ( ν s a t / ν ) β ) 1 / β 2 E\frac{E_c}{(1-(\nu_{\mathrm{sat}}/\nu)^\beta)^{1/\beta}}2 E(1−(νsat/ν)β)1/βEc2 其中μ为低场电子迁移率Ec为电子速度饱和时的临界电场vsat为电子饱和速度β为电场-电子速度关系的阶数通常β 2。 这里的β为拟合值 由式2可进一步得到源极接入区和漏极接入区的电场如下 E s E c I I s a t β − I β β 3 E_s\frac{E_cI}{\sqrt[\beta]{I_{sat}^\beta-I^\beta}}3 EsβIsatβ−Iβ EcI3 其中Isat为饱和电流。根据器件工作在线性区时沟道中电场的分布电场在源极接入区和漏极接入区可被视为常数可以根据电场与电势的关系得到栅极源端和栅极漏端的电压如下 V s i E c l s I ( I s a t β − I β ) 1 / β 4 V_{si}\frac{E_{c}l_{s}I}{\left(I_{sat}^{\beta}-I^{\beta}\right)^{1/\beta}}4 Vsi(Isatβ−Iβ)1/βEclsI4 这里的I应为IsiZ1中电流的解析解参考原式 V s i E c L s I s i ( I max β − I s i β ) 1 / β . V_{si}\frac{E_{c}L_{s}I_{si}}{\left(I_{\max}^{\beta}-I_{si}^{\beta}\right)^{1/\beta}}. Vsi(Imaxβ−Isiβ)1/βEcLsIsi. V d i V d − E c l d I ( I s a t β − I β ) 1 / β 5 V_{di}V_d-\frac{E_cl_dI}{\left(I_{sat}^\beta-I^\beta\right)^{1/\beta}}5 VdiVd−(Isatβ−Iβ)1/βEcldI5 这里的I应为Ids参考原式 V d i V d − E c ( L d − L 4 ) I d s ( I max β − I d s β ) 1 / β − 1 2 L 4 2 k 4 , V_{di}V_d-\frac{E_c(L_d-L_4)I_{ds}}{\left(I_{\max}^\beta-I_{ds}^\beta\right)^{1/\beta}}-\frac12L_4^2k_4, VdiVd−(Imaxβ−Idsβ)1/βEc(Ld−L4)Ids−21L42k4, 其中 Vsi 和 Vdi 分别为栅极源端和栅极漏端的电压ls 和ld 分别为源极接入区和漏极接入区的长度Vd 为漏极偏置电压。 在本征FET 区根据缓变沟道近似载流子浓度满足如下关系 n s ( x ) C e f f q ( V g t − V ( x ) ) 6 n_s(x)\frac{C_{eff}}q(V_{gt}-V(x))6 ns(x)qCeff(Vgt−V(x))6 其中ns(x)为位置x 处的载流子浓度Ceff 为有效势垒电容Vgt Vgs - VpinchV(x)为位置 x 处的电势。将式16两式和电场与电势的关系E(x) -dV/dx 代入漏极电流Ids 的基本表达式 I d s W q n s ( x ) ν ( x ) ( 7 ) I_{ds}Wqn_s(x)\nu(x)(7) IdsWqns(x)ν(x)(7) 其中W 为器件的栅宽q 为电子电荷v(x)为位置x 处的电子速度。整理后可得漏极电流Ids 的表达式如下 ( x − l s ) I d s ∫ V s i V ( x ) ( ( W μ C e f f ( V g t − V ′ ) ) β − ( I d s E c ) β ) 1 / β d V ′ 8 \left.(x-l_s)I_{ds}\int_{V_{si}}^{V(x)}\left(\begin{array}{c}(W\mu C_{eff}\left(V_{gt}-V^{\prime}\right))^{\beta}-(\frac{I_{ds}}{E_{c}})^{\beta}\\\end{array}\right.\right)^{1/\beta}dV^{\prime}8 (x−ls)Ids∫VsiV(x)((WμCeff(Vgt−V′))β−(EcIds)β)1/βdV′8 将式8在栅下整个区域积分则式8可化为如下形式 l g I d s ∫ V s i V d i ( ( W μ C e f f ( V g t − V ) ) β − ( I d s E c ) β ) 1 / β d V 9 {l}_gI_{ds}\int_{V_{si}}^{V_{di}}\left(\left(W\mu {C}_{eff}\left(V_{gt}-V\right)\right)^\beta-\left(\frac{I_{ds}}{E_{c}}\right)^\beta\right)^{1/\beta}dV9 lgIds∫VsiVdi((WμCeff(Vgt−V))β−(EcIds)β)1/βdV9 其中lg 为栅长。再将式4和式5中的Vsi 和Vdi 代入式9求解该积分方程即可得到器件工作于线性区时的漏极电流Ids。 以上式子中需要实际测试的物理量有 4式中需要测试的物理量
需要测试的量含义Ec电子速度饱和时的临界电场ls源极接入区长度Isat电流比例因子
(5) 式中需要测试的物理量
需要测试的量含义Ec电子速度饱和时的临界电场Vd漏极偏置电压ld漏极接入区的长度
9式中需要测试的物理量
需要测试的量含义lg栅长W栅宽Ceff有效势垒电容Vgt有效栅极电压Ec电子速度饱和时的临界电场
以上式子中需要拟合的量有 β 电场-电子速度关系的阶数
持续更新中…
